水声接收机前置放大电路噪声分析与改进
时间：2023-04-14 08:40:04 来源：柠檬阅读网 本文已影响 人 
石春华
(上海船舶运输科学研究所有限公司 舰船自动化系统事业部，上海 200135)
运算放大器(以下简称“运放”)电路的输出端噪声通常会遭受多种因素的影响，主要包括运放芯片的电压噪声、外围电路电阻的约翰逊噪声、运放芯片的电流噪声、供电电源耦合至输出端的噪声、源自空间电磁干扰的噪声和源自地线环路的噪声。近年来，研究人员针对现有的前置放大电路的供电电源及其走线进行优化，取得了阶段性的降噪效果，但没有全面地分析其他噪声源的影响。
为进一步改善水声接收机前置放大电路的噪声性能，本文主要基于噪声原理，将现有电路转化为等效噪声模型，分析前置放大电路的各个噪声源，并计算出总的输出噪声电压，提出2种降低前置放大电路噪声的方法。通过仿真对这2种方法的噪声电压密度、信噪比和信号放大倍数等进行比对，综合考虑降噪性能和实际应用要求，选出更优的方法。
若要分析运放电路的输出噪声，必须评估电路各部分的噪声贡献情况，并确定噪声主要类型。在忽略电源引入的噪声源、空间电磁干扰产生的噪声源和地线环路上的噪声源的情况下，若只从电路原理的角度分析噪声，则运放电路的噪声主要是运放的电压噪声、电阻的约翰逊噪声和运放输入端的电流噪声，常见的运放电路噪声模型见图1[2]。
图1 常见的运放电路噪声模型
1)结合图1计算输出端的总噪声电压密度RTO。
电阻的约翰逊噪声为
(1)
运放的噪声电压VN和噪声电流IN因运算放大器而异，可由运放的芯片手册得到。
根据图1，常见的运放电路的噪声源主要有电阻的约翰逊噪声、运放的电压噪声和运放各输入端的电流噪声等3个,等效至运放输入端的电压噪声源的电压密度如下。
(1)同相端的约翰逊噪声为
(2)
(2)反相端的约翰逊噪声为
(3)
(4)
(3)电流噪声IN-在反相输入端产生的噪声电压为
VN,IN-=IN-·(R1‖R2)
(5)
(4)电流噪声IN+在同相输入端产生的噪声电压为
VN,IN+=IN+·R3
(6)
由噪声的叠加原理可知：各独立噪声源的噪声电压密度的“方和根”即为总噪声电压密度。由此，等效输入端总噪声电压密度为
(7)
联立式(2)～式(6)可得
(8)
由图1得噪声增益为
(9)
联立式(8)和式(9)可得出输出端总的噪声电压密度为
RTO=GN·RTI
(10)
2)计算输出端的噪声均方根值VRMS。
运放电路噪声电压密度与频率的关系曲线见图2[1]。
图2 运放电路噪声电压密度与频率的关系曲线
为获得噪声均方根值，需在频率带宽范围内对噪声电压密度曲线进行积分。曲线中噪声分为1/f区域和白噪声区域，鉴于现有的水声接收机的工作区均在高频区域，这里只考虑白噪声的影响,则在带宽区域(上限频率fH至下限频率fL)的输出端，总的噪声均方根值为
(11)
在测量电路噪声时，fL的取值以0.1 Hz为下限，即fL≥0.1 Hz，低于0.1 Hz的噪声通常认为是外界环境带来的干扰，不作为考虑的对象。此外，运放组成的电路都有上限截止频率，可将运放电路看成一台1阶低通滤波器，该上限截止频率fb与运放的单位增益带宽BUGBW和闭环增益Au有关，关系式[5]为
(12)
在理想的砖墙式滤波器模型下，运放电路的噪声上限频率fH=fb,但在实际电路中，理想的低通是不可能实现的，频率高于fb的噪声还是泄露到输出端，实际的噪声上限频率fH应该是大于等于fb的，低通阶数越高，fH越接近于fb，具体关系式为
fH=p·fb
(13)
式(13)中：p为系数，在1阶电路中，p=1.57[4]。
水声接收机前置放大电路采用差分输入、单端输出的形式，同时在各输入端前端添加了RC高通电路，详细的电路图见图3。
在不接换能器的开环条件下，只从电路的角度分析噪声，结合图1所示噪声模型，将图3所示电路转换为利于进行噪声分析的等效模型电路，见图4。
图3 水声接收机前置放大电路
图4 前置放大电路的噪声等效模型电路
图4中的等效电阻分别为
Ra=R1+R3=6.60 kΩ
(14)
RC=R6=15.00 kΩ
(15)
Rb=(R2+R4)‖R5=4.58 kΩ
(16)
1)根据图4和式(1)～式(6)，分别计算各噪声源的噪声电压密度。
(1)同相端的约翰逊噪声为
(17)
(2)反相端的约翰逊噪声为
(18)
(19)
在计算约翰逊噪声时，假设T为25 ℃条件下的热力学温度。
(3)电流噪声IN-在反相输入端产生的电压噪声为
(20)
(4)电流噪声IN+在同相输入端产生的电压噪声为
(21)
2)结合式(17)～式(21)的计算结果并将其代入式(7)中，可得等效输入端总噪声电压密度为
(22)
(23)
联立式(22)和式(23)，可得输出端的总噪声电压密度为
(24)
结合Spice仿真软件对前置放大电路输出端噪声进行模拟，得到前置放大电路输出端噪声电压密度曲线见图5。
图5 前置放大电路输出端噪声电压密度曲线
3)根据式(11)～式(13)计算输出端的总均方根噪声。
运放的单位增益带宽BUGBW由芯片手册中的增益与频率的关系曲线得出。图6为开环增益与频率的关系曲线。
图6 开环增益与频率的关系曲线
图6所示的单位增益带宽BUGBW=26 MHz，噪声的闭环增益GN=3.27,则噪声上限频率为
(25)
(26)
若输入信号为20 mVP-P(即20 mV峰峰值，下同)，则输出端信噪比SN=57.20 dB。
由上述噪声分析可知，前置放大电路输出端的噪声电压密度RTO主要与RTI和GN有关。在电路原理不变的情况下，考虑主要根据与RTI和GN有关的几个变量设计降低RTO的方法。考虑到电路输入端电阻平衡，同时为方便分析，令图4中的Rb=Ra‖Rc，则式(8)可简化为
(27)
图7 输入电压密度RTI关于式(27)中Rb的函数曲线
综上，输出端的噪声电压密度可简化为
(28)
适当增大R1的值能高效地降低RTO。利用Spice仿真软件对电路进行噪声分析，在输入信号为80 kHz和20 mVP-P，并适当增大R1的情况下，观察前置放大电路的噪声电压密度曲线的变化情况。
图8 R1=10 kΩ时的输出端电压噪声曲线
图9 R1=60 kΩ时的输出端电压噪声曲线
图10 双运放并联降噪电路原理
图11 双运放前置放大电路噪声电压密度曲线
根据单运放前置放大电路原理，输出端信号为输入端的15倍，图12为输入信号为80 kΩ、20 mVP-P时的输出信号，显示双运放时输出端信号约为输入端的13.5倍，略有减小，符合前置放大电路对信号放大倍数的要求，则该电路的信噪比SN=60.51 dB。综上，双运放的电路原理能有效实现对输出端的降噪，但在实际应用过程中必然会增加电路的功耗、成本和电路复杂度。
图12 输入信号为80 kΩ、20 mVP-P时的输出信号
在图9和图11所示仿真结果与计算结果中的信噪比基本一致的情况下，对2种降噪方法和原电路的噪声性能进行比对，结果见表1。
表1 2种降噪方法与原电路的噪声性能比对结果
由表1可知，采用2种降噪方法对电路进行改进，信噪比均比原电路提升3 dB以上。就降噪性能而言，方法2优于方法1，其噪声电压的极点噪声不到方法1的1/3，且不会引入过大的极点噪声；
就可行性而言，方法1对电路的改动最少，只需调整1个电阻的参数即可，有成本低、功耗小的优点，而方法2采用双运放，外围电阻增多，不符合现有接收机多通道小型化的设计理念。综合考虑降噪性能和实际应用要求，方法1更符合当前前置放大电路的需求。
本文主要是从水声接收机前置放大电路原理的角度分析噪声电压，结合不同类型噪声源的理论计算和仿真结果，给出了2种降噪方法。考虑到水声接收机前置放大电路是多通道的复杂电路，综合权衡成本、功耗和降噪性能等因素，分析认为方法1更符合实际要求。当然，噪声问题在实际电路系统中更为复杂，就水声接收机而言，其前置放大电路的噪声除了与本文所述噪声源有关以外，还与供电电源的噪声、输入端传感器走线工艺引入的噪声和电路板空间辐射噪声等外部噪声相关，因此在改善噪声时，电路外部的噪声源同样不能忽视，这也是未来接收机降噪研究的一个重要方向。
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